在直流到低频信号调节应用中，依靠仪表的共模抑制比 (CMRR) 在恶劣的工业环境中提供强大的噪声抑制功能是不够的。
　　为了避免传播不需要的噪声信号，正确匹配和缩放仪表放大器输入端低通中的组件至关重要。最终，这使得内部电磁干扰/射频干扰 (EMI/RFI) 滤波和 CMRR 能够提供实现可接受的信噪比 (SNR) 所需的剩余噪声衰减。　　为了说明这一点，请考虑图 1中所示的低通滤波器实现。电阻传感器通过由 R SX和 C CM组成的低通滤波器网络以差分方式连接到高阻抗仪表放大器。理想情况下，如果每个输入引脚中的 C CM 完美匹配，则两个输入共有的噪声量将在到达 INA 输入之前对称衰减。

　　图 1：共模输入滤波。
　　通过共模滤波电容（C cm ） 的完美匹配，噪声几乎完全衰减。 图 2中的TINA SPICE仿真 通过将 100mVpp、100kHz 共模误差信号注入 INA333输入来显示这一点。

　　图 2：使用 INA333 进行共模滤波的完美输入 RC 匹配的模拟示例。
　　这种方法的问题在于，现成的典型容差为 5% 到 10%，这意味着如果每个支路中的 C CM 在相反方向上不匹配，则总体差分容差可能高达 20%。图 3更好地体现了这种电容失配，该图还说明了共模噪声 (e N ) 在电阻传感器输出端的进入。
　　　图 3：具有 RC 失配和共模噪声注入的共模滤波。
　　输入 (C) 处的这种不匹配会产生截止频率误差，导致共模噪声 e N以差分方式传递到 INA 输入，然后作为误差电压增益到输出。传递到输入的共模噪声量如公式 1至公式 3所示：
　
　　假设传感器信号 Vsensor 的频率远低于每个的噪声截止频率（即 f C ≥ 100?fsensor ）且 R S1 = R S2，则共模噪声信号量（e N ) 转换为差分噪声信号 (e IN ) 并成为 V IN的一部分， 如公式 4所示：
　　　图 4 进一步说明了通过向 INA333 注入 100mVpp、100kHz 共模误差信号（滤波器截止频率为 1.6kHz 时 RC 失配为 10%）可传播到输出的误差：
　　　　图 4：由于共模滤波器 RC 失配而导致的 INA333 输出误差仿真（增益为 101）。　　图 5 显示了一种更好、更常见的输入滤波方法，通过在仪表放大器的输入端 添加差分电容器 C diff进行了小幅改进。

　　图 5：添加差分电容器 (C diff ) 以改善共模噪声衰减。　　添加此电容器并不能完全解决此问题，因为必须根据以下两个标准来缩放C diff ：

　　差分截止频率必须足够大，以充分避开信号带宽并允许足够的滤波稳定。　　差分截止频率必须足够小，以将共模噪声衰减到可接受的水平，以便仪表放大器的 CMRR 可以提供实现可接受的 SNR 所需的剩余衰减。公式 5给出了一个很好的经验法则：

　　图 6显示了在没有 C diff 和 C diff = F 的情况下 V inP 和 V inN 与频率的关系图。 请注意，在没有差分电容器的情况下，INA333 的输出幅度存在差异。这种差异会作为噪声放大到输出，最终降低 SNR。当 C diff = F 时， V inP 和 V inN之间的差异 最小。
　　信号链基础知识#53：适当缩放的滤波器组件可改善噪声衰减
　　图 6：V inP 和 V inN的绘图 ，其中 Cdiff = 0 且 Cdiff = 1 F。　　图 7 显示了通过添加C diff = F来改善 INA333 输出端的整体噪声性能。

　　图 7：在 INA333 中使用 C diff改进噪声滤波的仿真 。
　　总之，放置在仪表放大器前面的低通滤波器应具有至少比共模电容器高 10 倍的差分电容器。这将通过减少 C cm失配的影响（可能导致共模噪声变成差分噪声）来显着提高滤波器的有效性。