图 1所示的无处不在的可变电阻电路网络……

　　图1经典可调电阻； Rmax=Rs+Rr； Rmin = 卢比。　　...可以在围绕数字电位器 (Dpot) 构建的固态电路中进行精确合成，如“合成目录中没有的精密 Dpot 电阻”中所述。尽管电位器电阻元件有公差，但其精度仍保持不变，并且与游标电阻无关。电路见图2 。

　　图 2合成 Dpot 通过使用 FET 分流器、精密固定电阻器和运算放大器来避免问题； Rab > Rmax； Rp = (Rmax -1 – Rab -1 ) -1 ; Rs = (Rmin -1 – Rab -1 – Rp -1 ) -1。　　但仍然存在一个棘手的问题：如果 Va – Vb 差分的极性发生反转怎么办？图 1 当然可以毫不犹豫地适应这一点，但它对于图 2 来说是一个杀手。

　　图 3显示了一个简单但不幸的是不可行的解决方案。
　　图 3简单地并联互补 N 和 P 沟道 MOSFET 可能看起来不错，但在 |Va – Vb| 超过几百 mV 时就无法工作。　　问题当然是由 MOSFET 常见的寄生体二极管引起的，如果反极性源极-漏极压差超过零点几伏，该寄生体二极管就会导通并旁路晶体管。

　　图 4显示了我能想到的最简单（不是很简单）的解决方案。
　　图 4两个并联的互补反串联 FET 对允许双极操作。
　　对图 4 的检查显示，已与图 3 中的并联互补晶体管以及极性比较器放大器 A2 一起添加了几个额外的 FET，以反串联方式添加。当 (Va – Vb) > 0 时，A2 启用 Q1/Q2 对，当 (Va – Vb) < 0 时，A2 启用 Q3/Q4。
　　TLV9152 具有 4.5 MHz 增益带宽、400 ns 过载恢复能力和 21 V/μs 压摆率，是该应用的相当不错的选择。然而，对于低信号幅度和高于 10 kHz 左右的频率，预计会出现显着的交叉失真。